Дизайн-идея повышающего преобразователя с улучшенными характеристиками. Автор: В.Я. Грошев.
В недалеком прошлом конвертеры напряжения, как двухтактные, так и однотактные, в основном были автоколебательными. Это объясняется тем, что по своей структуре и по принципу функционирования такие устройства наиболее просты и требуют для своей реализации минимального числа компонентов, что вполне соответствовало уровню развития электроники 60-70-х годов прошлого века.
Для ознакомления с общими принципами построения однотактных автоколебательных конвертеров, а также с их преимуществами и недостатками можно рассмотреть схему типового конвертера, выполненного по схеме блокинг-генератора на биполярном транзисторе, позаимствованную из [1] и представленную на рис. 1. Такие конвертеры и в настоящее время используются в составе дешёвых маломощных зарядных устройств для аккумуляторных батарей.
Рис.1
Это устройство содержит единственный усилительный элемент, выполняющий одновременно и функцию устройства сравнения, и функцию коммутирующего ключа. Такой преобразователь работает в режиме автоколебаний, причем одним времязадающим элементом является индуктивность первичной обмотки нагрузочного трансформатора, а другим – элементы R3,C1.
Продолжительность рабочего такта генерируемого напряжения в этом конвертере определяется временем нарастания тока через индуктивность первичной обмотки трансформатора, а длительность паузы – временем разряда заряженной в первом полупериоде ёмкости. Автоколебания в подобных устройствах возникают из-за наличия положительной обратной связи, которая обеспечивается за счёт соответствующего включения вторичной обмотки нагрузочного трансформатора.
Мощность преобразования рассматриваемого устройства определяется током управления, протекающим через резистор R3, который определяет скорость перезаряда цепи R3,C1 и, соответственно, скважность выходного напряжения конвертера.
Поскольку единственный усилительный элемент VT1 в этом устройстве выполняет функции как элемента сравнения, так и коммутирующего ключа, основным недостатком таких устройств является низкий КПД, обусловленный невозможностью глубокого насыщения коммутирующего ключа в момент, когда он должен выполнять функции сравнения, т.е. перед размыканием ключа. Такой недостаток характерен и для автоколебательных двухтактных устройств. Однако преимуществом конвертера является то, что длительность его рабочего такта однозначно определяется величиной используемой нагрузочной индуктивности.
К сожалению, время разрядного цикла в таких конвертерах не зависит от состояния индуктивности, а определяется временем разряда RC цепи, что является причиной прерывистого режима работы конвертера со всеми его недостатками. Например, в таком режиме из-за большой скважности зарядный ток может в несколько раз превышать минимально необходимое значение, а это обуславливает как высокий уровень пульсаций выпрямленного выходного напряжения, так и низкий КПД из-за большого падения на замкнутом ключе.
Недостатком является также необходимость использования в качестве нагрузочной индуктивности не дросселя, а трансформатора, как менее технологичного элемента. Однако поскольку выходной ток у конвертеров такого типа находится в прямой зависимости от тока управления, их преимуществом является возможность работы без петли общей ООС и датчика тока, что позволяет обеспечить с их помощью относительно стабильное питание пассивных нагрузок без дополнительных потерь мощности.
С развитием интегральных технологий разработчиков электроники перестало беспокоить число используемых компонентов. Поэтому недостатки однотактных конвертеров были ликвидированы за счёт перехода к режиму принудительного тактирования, что потребовало существенного их схемотехнического усложнения, однако при этом заодно были ликвидированы и достоинства автоколебательного режима.
Теперь основной идеологией в построении конвертеров любого типа стало разделение функций – временные интервалы стали задаваться с помощью отдельного тактового генератора, содержащего свои ключи и времязадающие элементы, а для коммутации нагрузки стали использовать отдельные ключи, не имеющие чаще всего никаких других функций. Использование такой идеологии при построении конвертеров постоянного тока является, безусловно, прогрессивным явлением, и для многих применений конвертеры такого типа являются незаменимыми, обладая высоким КПД, хорошей стабильностью и простотой реализации. Последнее, разумеется, только в случае использования готовых микросхем.
Однако наряду с преимуществами у конвертеров с независимым тактированием есть и недостатки.
Основным недостатком таких устройств является отсутствие зависимости между рабочей частотой преобразования и параметрами используемых индуктивных элементов – трансформаторов или дросселей. Поэтому такие устройства при любых видах модуляции работают либо в прерывистом режиме, т.е. в таком, когда в течение части такта преобразования ток через индуктивность отсутствует, либо в непрерывном с укороченными циклами заряда-разряда, когда через индуктивность в течение всего периода преобразования протекает постоянный ток.
Такие режимы являются следствием отсутствия контроля над процессами заряда и разряда индуктивности со стороны независимого блока тактирования. При этом в первом случае [2] из-за прерывистого режима преобразования и большой скважности зарядный ток может существенно превышать минимально необходимое значение, а это обуславливает как высокий уровень пульсаций выходного напряжения, так и значительные импульсные перегрузки по току для элементов, питаемых от конвертера при отсутствии сглаживающего фильтра. Следует отметить, что при подборе оптимальной величины индуктивности перечисленные недостатки можно минимизировать, но, к сожалению, только при постоянном первичном напряжении и неизменной нагрузке.
Существенным недостатком прерывистого режима преобразования является также неопределенность момента замыкания выходного ключа относительно колебательного процесса на разомкнутой индуктивности, вследствие чего в момент коммутации напряжение на паразитной ёмкости, шунтирующей индуктивность, может быть равно или больше напряжения первичного источника, что является источником дополнительных потерь мощности.
В преобразователях с укороченным разрядным циклом [3] при больших выходных токах скважность мала, но при этом через индуктивность протекает постоянный ток. Из-за этого существенно возрастают потери на внутреннем сопротивлении индуктивности и на внутреннем сопротивлении первичного источника. Это объясняется тем, что среднее значение мощности потерь постоянного тока в три раза больше по сравнению с током треугольной формы при одинаковых максимальных значениях. Кроме этого, у постоянного тока нет скважности, а мощность потерь следует делить на её значение, поэтому потери на собственном сопротивлении нагрузочной индуктивности и на внутреннем сопротивлении первичного источника могут иметь заметную величину.
Следует отметить, что поскольку при заводских испытаниях в качестве первичных источников используются лабораторные источники питания, выходное сопротивление которых практически равно нулю, потери этого вида обычно не выявляются при лабораторных испытаниях микросхем и соответствующие данные не приводятся в технической документации. Поэтому параметры конвертеров с укороченным разрядным циклом в реальных условиях, например, при питании от батарей, могут оказаться существенно худшими, чем это дается в справочных материалах.
Кроме этого, поскольку в режиме с укороченным разрядным циклом в нагрузку отдается лишь часть запасенной в индуктивности энергии, зарядный ток так же, как и в преобразователях первого типа, может существенно превышать минимально необходимое значение. Вдобавок, поскольку при больших выходных токах индуктивность в таких конвертерах никогда не разряжается до нуля, частота преобразования получается существенно более высокой, чем в преобразователях первого типа, в результате чего возникают дополнительные потери преобразования. В том числе связанные с замыканием выходного ключа в момент, когда на индуктивности и на параллельно подключенной к ней паразитной емкости максимальное напряжение, примерно равное выходному напряжению конвертера, что является наихудшим вариантом коммутации.
Общим недостатком конвертеров с независимым тактированием является также невозможность прямой регулировки выходного тока без использования петли обратной связи, наличие которой приводит не только к увеличению потерь преобразования, но и к существенному увеличению объема преобразователя и его усложнению, хотя для многих применений – например, питания светодиодных нагрузок – в чрезмерно высокой стабильности тока нет никакой необходимости, зато необходим максимально возможный КПД преобразования и минимальная стоимость устройства.
С учетом изложенного разработан повышающий конвертер, объединяющий достоинства автоколебательного режима с современными возможностями интегральной схемотехники, что позволяет получить предельно экономичные простые однотактные преобразователи электрической энергии, обладающие уникальными характеристиками.
Принципиальная схема устройства, реализованного в соответствии с этой идеей, представлена на рис. 2.
Рис. 2
Сразу следует отметить, что напряжение питания компаратора должно быть не меньше максимального напряжения на выходе преобразователя. Наиболее простым решением этой проблемы является питание компаратора от отдельного источника с соответствующим выходным напряжением. В другом варианте питание компаратора возможно осуществить через выпрямитель с диодом Шоттки непосредственно с выхода конвертера.
Устройство работает следующим образом. После подключения первичного источника напряжение на выходе делителя R3, R4 оказывается равным нулю, а на выходе делителя R1, R2 устанавливается некоторое положительное напряжение, определяемое коэффициентом деления этого делителя и величиной напряжения источника смещения. Поэтому на выходе компаратора устанавливается высокий потенциал, открывающий транзисторный ключ.
Вследствие этого индуктивность оказывается включенной между клеммами первичного источника, ток через нее увеличивается, а поэтому возрастает напряжение на внутреннем сопротивлении замкнутого ключа VT1. Это продолжается до тех пор, пока напряжение на инвертирующем входе компаратора не превысит напряжение на его неинвертирующем входе, задаваемое источником смещения и делителем R1, R2.
В этот момент на выходе компаратора устанавливается низкий потенциал, ключ запирается, а на выходе КМОП инвертора устанавливается напряжение, практически равное напряжению первичного источника, от которого он питается. Соответственно на неинвертирующем входе компаратора также установится приблизительно такое напряжение. А на разомкнутой индуктивности устанавливается напряжение, определяемое внешней нагрузкой и существенно большее, чем напряжение первичного источника, т.к. конвертер является повышающим.
При этом на инвертирующем входе компаратора поддерживается положительное напряжение относительно неинвертирующего входа все время, пока индуктивность не разрядится полностью на внешнюю нагрузку. Соответственно всё это время на выходе компаратора удерживается низкий потенциал, запирающий коммутирующий ключ.
После полного разряда напряжение на индуктивности начинает падать и за счет резонансных явлений полярность его изменяется на противоположную. Вследствие этого на инвертирующем входе компаратора напряжение становится меньше, чем напряжение первичного источника, примерно равное напряжению на выходе КМОП инвертора, выполняющего по существу функцию двухполюсного переключателя.
Поскольку полярность напряжения между входами компаратора изменяется на противоположную, на его выходе устанавливается высокий потенциал, замыкающий ключ. С учетом задержек распространения в используемых элементах и при типовых значениях индуктивностей в несколько десятков микрогенри замыкание ключа именно в этот момент приводит к тому, что энергия, затрачиваемая на перезаряд паразитной емкости, включенной параллельно индуктивности L1, оказывается минимальной, поскольку напряжение на ней в момент коммутации вследствие колебательного процесса может быть существенно меньше напряжения первичного источника.
Далее весь процесс повторяется, причем время зарядного и разрядного циклов в заявляемом устройстве определяется самой индуктивностью, что придает ему уникальные свойства.
Например, теоретически предлагаемый конвертер может работать с индуктивностью любой величины без изменения других элементов схемы. При этом изменяется только частота преобразования, а мощность, отдаваемая в нагрузку, остается постоянной и равной
где
U0 – это напряжение первичного источника, Q – отношение периода колебаний на выходе конвертера к времени зарядного такта (скважность), определяемая сопротивлением нагрузки конвертера.
Уменьшение величины индуктивности ограничивается только быстродействием используемых элементов схемы. Важным достоинством рассматриваемых конвертеров является то, что величина ILmax в рассматриваемом устройстве при любой выходной мощности и при любом первичном питании всегда имеет минимальное значение по сравнению с конвертерами любого другого типа, что позволяет при равном КПД использовать наиболее высокоомные, а значит и наиболее дешёвые ключевые элементы и индуктивности.
Кроме этого, особенностью предлагаемого устройства является то, что ток нагрузки находится в прямой зависимости от тока управления в соответствии с соотношением
где
IВЫХ.СР – среднее значение тока через нагрузку, UСМ – напряжение источника смещения; R2 – сопротивление токозадающего резистора; IВХ – ток через второй делитель, R1 – сопротивление нижнего плеча делителя R1, R2, определяющего величину первого порога, RT – суммарное сопротивление, включенное последовательно с коммутирующим ключом, состоящее из суммы собственного внутреннего сопротивления замкнутого ключа и сопротивления резистора R5.
Следует отметить, что использование этого резистора необязательно, поскольку он устанавливается исключительно для уменьшения температурной зависимости выходного тока, определяемой температурной зависимостью сопротивления замкнутого полупроводникового ключа, или для увеличения порогового напряжения на входе компаратора при малых токах через ключ.
Представленное соотношение позволяет считать рассматриваемое устройство импульсным источником тока. При этом обеспечивается замечательное свойство – для поддержания достаточно стабильного тока через нагрузку в данном устройстве нет необходимости в петле ООС. Это исключает необходимость как в выходном выпрямителе, так и в датчиках обратной связи, включенных последовательно с нагрузкой. Поэтому данный конвертер не только обладает предельно простой структурой, но и при питании пассивных нагрузок типа светодиодов позволяет получить предельно возможный КПД по сравнению с любым другим преобразователем.
Обеспечив обратно пропорциональную зависимость между IВХ и U0, что осуществляется достаточно простыми средствами, можно обеспечить независимость мощности в нагрузке и от напряжения первичного источника и тем самым реализовать стабилизированный источник тока без цепи общей ООС.
Это свойство делает описываемое устройство наиболее эффективным конвертером для питания светодиодных устройств от низковольтных источников, а также для питания других пассивных нагрузок, допускающих импульсное питание, с КПД, близким к 100%, т.к. в отличие от известных устройств такого типа здесь во вторичной цепи не нужны ни выпрямительные диоды, ни фильтры, ни датчики обратной связи, а поэтому и нет соответствующих потерь мощности.
Однако это не исключает возможности использования описываемого конвертера в качестве высокоэффективного преобразователя напряжения общего назначения при дополнении его выходным выпрямителем и цепью ООС с усилителем-преобразователем проводимости. Возможно также стабилизировать выходную мощность конвертера при изменении первичного питающего напряжения путем использования импульсного напряжения на нагрузке после его усреднения, т.е. без выпрямления.
Уникальной особенностью конвертера является также то, что его выходная мощность напрямую определяется сопротивлением замкнутого ключа (при отсутствии резистора R5). Поэтому при фиксированном выходном напряжении делителя R1, R2 выходную мощность можно регулировать, изменяя амплитуду открывающего напряжения управления на затворе ключа VT1.
Наиболее просто это реализуется путем использования КМОП драйвера, в качестве напряжения питания которого используется напряжение управления, поскольку в таком случае это напряжение определяет амплитуду напряжения на затворе ключевого транзистора VT1, его сопротивление во включенном состоянии и, соответственно, выходную мощность конвертера.
Рис.3
На рис. 3 представлен теоретический вариант такого преобразователя, причём если эта схема окажется работоспособной, то по своим возможностям конверторы такого типа смогут составить заметную конкуренцию существующим устройствам аналогичного назначения.
Нетрудно заметить, что совокупность элементов DA2, DD1 и VT1 образует вариант устройства, эквивалентный изображенному на рис. 2, а вновь введенные элементы образуют цепь аналогового регулирования. Следует отметить, что компаратор DA1 должен иметь КМОП выход, что реализовано, например, в .
Кроме аналоговой стабилизации в данной схеме возможно реализовать импульсную стабилизацию, для чего ОУ следует заменить на компаратор с гистерезисом и с противоположной фазой передачи сигнала, а инвертор – на двухвходовый логический элемент ИЛИ-НЕ, к одному из входов которого следует подключить выход компаратора ООС.
Следует отметить, что поскольку представленный на рис. 2 конвертер является импульсным источником тока, при отсутствии общей ООС он не может работать без нагрузки, так как напряжение на его выходе в таком режиме теоретически должно стать бесконечным. Однако в связи с тем, что канал любого современного МОП ключа зашунтирован стабилитроном, напряжение на выходе конвертера не может превысить напряжения обратного пробоя этого стабилитрона. При желании можно использовать внешний стабилитрон с нужными параметрами.
Кроме этого, чтобы уменьшить выходную мощность этого конвертера, необходимо уменьшать ток управления, при этом частота колебаний на выходе конвертера увеличивается. Следовательно, при сбросе нагрузки она теоретически должна была бы стать бесконечной. Поэтому основной областью применимости представляемого конвертера без цепей внешней ООС является работа в ограниченном диапазоне выходных мощностей на стационарные нагрузки типа импульсного питания светодиодов, для чего, собственно, он и разработан.
Литература: [1] ON Semicondactor. Fixed frequency PWM Step-Up micropower switching regulator NCP1400A-D. Datasheet. [2] Sipex. Ultra-low quiescent current, high efficiency boost regulator SP6648. Datasheet. [3] Р.Граф. Электронные схемы. 1300 примеров. М. Мир. 1989. стр. 330, фиг. 45.18.
Автор: В.Я. Грошев. г. Томск 14.05.2010
Реклама:
Это статья с сайта: Всё о мобильной энергии - солнечные батареи и другая электроника для туристов https://www.mobipower.ru
